Research progress of frequency measurement of microwave signal based on photonics

雷达侦察是雷达电子战的一个重要组成部分，其任务在于确定敌方雷达存在与否，并测定其各种特征参量。在现代复杂的电磁环境下，为了实施有效的干扰，必须首先对信号进行分选和威胁识别，雷达的频率信息是进行信号分选和威胁识别的重要依据^[1]，它能反映雷达的功能和用途、频率捷变雷达的捷变频范围和频谱宽度等重要指标。测频范围和测量精度是体现测频接收机性能的两个重要参量。传统电域的频率测量方法有直接测频法、相位转换测频法、数字化测频法、内插测频法以及混频测频法等，但这些方法对应的测频系统存在窄带宽、体积大、价格昂贵和受电磁干扰等问题。在现代电子战接收机中，不但要求对电磁场环境中的微波信号具有高效的截获及识别能力，并且需要能处理大带宽信号。随着雷达电子战的发展，要求测频接收机能够覆盖高达0.5GHz~18GHz甚至更高的频段^[2]，由于电子领域模数转换速率和瞬时带宽的瓶颈限制，无法满足测频的发展需求。基于光子学的微波信号频率测量可以在大瞬时带宽、宽频率覆盖、低频依赖损耗以及对电磁干扰的强抗扰性方面提供卓越的性能^[3]。目前微波光子频率测量技术被广泛研究，许多基于不同原理的测频方案涌现而出，本文中将对这些测频方案进行分析和总结。

瞬时频率测量(instantaneous frequency measure-ment，IFM)是雷达警报接收机、防静电防御和电子智能系统中的重要任务。快速的测量速度、精确的测量和大的频率测量范围对于这些应用至关重要。传统的电域IFM系统易受电磁干扰的影响，由于电子部件的带宽有限，通常测量范围限制在18GHz以内。微波光子技术可用于将IFM接收机的带宽扩展到数十甚至数百吉赫兹，并不受电磁干扰的影响。

微波功率信息可以瞬时测量，通过测量微波功率并根据频率与功率的对应关系^[4-7]，从而可以实现IFM。该方法的基本原理是将未知的微波信号经电光调制转换光信号，已调信号经过两个具有不同频率相关微波功率衰耗的光学通道，经光电探测器检测出相应通道的微波信号功率，实现频率到微波功率的映射，从而建立微波功率的幅度比较函数(amplitude comparison function，ACF)。若ACF与特定频率范围内的微波信号频率具有单调关系，则可以实现IFM。以参考文献[7]为例，工作原理如图 1所示。待测微波信号经相位调制被分成两路。在上通道中，由色散引起固定的功率衰减函数。通过调节下通道中的偏振控制器来产生与上支路变化相反的功率衰减函数。图 1中上通道与下通道的功率比函数f(ω_s)可表示为：

式中, γ为常数，由系统结构决定；z为色散链路的长度；β₂为单模光纤的色散系数；ω_s为微波信号的频率；ψ为两条链路的相位差。

由于两条支路所实现的功率衰减函数变化趋势相反，功率比函数在宽频带上呈准线性变化。实验中得到的测频范围为1.6GHz~24.6GHz，测量误差在±0.3GHz以内。该方法的优点只需要无偏置漂移的相位调制器和单个激光源，系统结构简单。

通过监测微波功率进行IFM的主要问题是需要高频光电探测器(photodetector，PD)和微波设备。为了避免使用这些昂贵的装置，降低测频系统的成本，可以利用光滤波器^[8-10]使得已调光信号边带的幅度随不同输入信号频率发生改变，因此通过检测光功率，便可以进行IFM。以西南交通大学研究小组提出的实现IFM方案为例^[10]，该方法使用了单个可调光源和两个正交光滤波器。正交滤波器的滤波响应如图 2所示。调节可调激光源的波长使已调光信号的边带位于同相滤波响应的峰值点，正交响应的-3dB点。经正交滤波器对的两个信号功率与参考信号的功率相对比建立两个正交功率比函数。测频系统结构如图 3所示。实验中得到的测频范围为20GHz~36GHz，测量误差在±0.4GHz以内。该方法理论上可以实现的测频范围为整个光滤波器的自由频程(free spectral range，FSR)，优于参考文献[8]和参考文献[9]中FSR/2的测量范围，并且该系统构架比参考文献[8]简单，避免使用了双光源以及波分复用器。

另一种基于频率-光功率映射的实现方法是采用微波鉴频器的原理，工作原理如图 4所示。图中V₀为输入信号幅值，Ω为输入信号的频率，τ为延迟的时间。在电域利用该方法实现测频的问题是电延迟线损耗大，所使用的混频器工作带宽有限。利用光子学的方法对信号进行延迟混频可以克服在电域遇到的问题。乘法器可以使用两个级联马赫-曾德尔调制器(Mach-Zehnder modulator，MZM)^[11]或者光学非线性效应^[12-13]来实现，平方律检波器可以用PD实现。2008年，墨尔本皇家理工大学研究小组利用两个级联MZM法，实现了2.2GHz~3GHz频率测量范围。测频范围由两路信号的时间延迟差τ决定，τ越小测频范围越大。系统的敏感度可以利用锁定放大技术改善，结合高非线性光纤产生的四波混频效应可以实现0.04GHz~ 40GHz的测量带宽、小于100MHz的测量误差以及51dB的动态范围^[13]。

信道化接收机是一种高截获概率的测频接收机，由于它能够直接从频域选择信号，避免了时域重叠信号的干扰，所以其抗干扰能力强；同时信道化接收机的测频精度和频率分辨力不受外来信号干扰的影响，只取决于信道频率分路器的单元宽度^[1]。在信道化接收机的一般结构中，频率范围被细分为许多连续的信道频带。在电域中，信道化接收机通常由一组微波滤波器构成，结构复杂并且体积庞大。光信道化接收机的原理与电子信道化接收机类似，基本结构如图 5所示，在测量带宽上有了很大的提高。该方法实现测频的关键器件是光窄带滤波器^[14-16]，它可以是相移布喇格光纤光栅(fiber Bragg grating，FBG)阵列、集成光学微环谐振器、法布里-珀罗标准具或者光频梳(optical frequency combs，OFC)和波分解复用器的组合等。为了实现滤波器中心波长、带宽可调以及提高分辨率，可以利用受激布里渊散射(stimulated Brillouin scattering，SBS)产生的增益谱作为光滤波器实现光信道化^[17]。由于SBS的增益谱带宽窄，通常只有数十兆赫，有很好的滤波选频作用并且SBS增益谱的带宽和形状可以通过调节抽运源的波形实现可调。该系统中每个信道的带宽可以实现在50MHz~90MHz范围内可调，可编程通道间隔在50MHz~80MHz范围内可调。系统实现的测频范围为2GHz~18GHz。采用两个相干OFC结合SBS效应实现信道化测量的方法^[18]可以克服使用多个光源造成系统不稳定的问题。

在实际频谱杂乱的电子战环境中，微波信号可能包含多个频率^[19]，此时测频接收机应具备同时测量多个频率的能力，多频测量方案能很好克服IFM只能测单频信号频率的问题。

波长扫描是电或光域中信号频率测量十分强大的工具，可以实现同时测量多个单频信号的频率。光电检测后，在较宽频率范围内的微波频谱被逐点记录。其中一种方法是扫描光源的波长^[20-21]，应强调的是扫描过程中需要精细的扫描步长，以确保测频的高分辨率。采用波长扫描结合傅里叶余弦变换实现测频方法如图 6所示。通过改变可调激光器的波长得到多组微波功率值。对所获的数据进行傅里叶余弦变换，可以得到待测微波信号的频域信息^[20]。实验中可以实现对两个频率差为15MHz信号的鉴别，测频范围为0GHz~ 19GHz。2011年，浙江大学研究人员在此基础上做了相应的改进，采用单个可调激光源和无直流偏置的相位调制方式对信号进行处理，简化了测量系统^[21]。另一种方法是采用具有固定波长的激光源，使用光滤波器^[22-23]对光源的波长进行扫描，该原理可以克服光源不稳定对测量结果造成的影响。为了在光域实现对频率较为精细的扫描，可以使用具有超窄带宽的SBS增益谱或损耗谱。2016年, 悉尼大学研究人员采用在集成非线性脊型波导实现SBS效应的方法^[24]，构建微波光子带阻滤波器，在不同通带内建立具有大斜率的分布式ACF函数，从而实现微波信号的频率测量。实验得到的测频范围为9GHz~38GHz，测量误差小于1MHz。

典型的时域脉冲整形系统由两个共轭色散元件(即具有相等幅度但相反符号的色散)以及放置在两个色散元件之间的电光调制器组成，系统结构如图 7所示，图中Φ₀为光纤的色散量。该系统可以实现输出为输入信号傅里叶变换波形的功能^[25]。通过测量输出信号的时域波形并经过相应的尺度变换即可获得待测信号的频率^[26-27]，基于该原理可以实现同时测量多个单频信号的频率。由于超短脉冲的频谱宽度远远超出了现有光电探测器和示波器的观测带宽，导致频谱分辨率差。可以利用时空对偶性，引入由时间透镜组成的时域放大系统，放大超短脉冲^[27]。超短脉冲时域波形被展宽，便可用常规示波器来显示波形。实验中可以实现的测频带宽超过20GHz，分辨率达到1GHz。若实验中色散匹配做到更准确并且使用较大瞳孔尺寸的时间透镜，分辨率会有所提高。

随着数字信号处理和模数转换技术的发展，数字化技术被广泛应用于电子战的宽带接收机中。光子模数转换技术能充分利用数字化技术的优势，实现宽带数字化微波频率测量。西南交通大学研究小组提出利用相移光滤波器阵列实现微波信号频率的数字化输出^[28]，实验实现了5位二进制编码的数字化频率输出，测频范围为10GHz~40GHz，频率分辨率为3.9GHz。2012年，浙江大学研究人员采用双边带信号在色散介质中传播后引起微波功率衰落原理，设置不同长度光纤引入不同色散量，对微波功率进行量化编码^[29]，实验中实现了4位二进制编码的数字化频率输出，测频范围为0GHz~17.5GHz。相比于参考文献[28]，在相同测量精度条件下，该方案所需的通道数大大减少，简化了系统结构。

基于光子辅助型模数转换实现测频的方案有利用高频激光脉冲作为电子模数转换器的采样时钟，PD端的输出信号经低速电子模数转换器采样，最后通过频率恢复算法得出待测微波信号的频率^[30]，实验中实现了0GHz~20GHz的频率测量范围以及±8kHz的测量误差。光脉冲作为采样时钟能克服电域中时间抖动的问题，从而提高测频的精度。另一种测频原理是采用光子时间拉伸法^[31]，工作原理如图 8所示。输入信号的时域波形被放大，从而可以使用采样速率较低的电子模数转换器对信号进行采样，最后经电信号处理获得待测信号频率。时间拉伸倍数M为两次拉伸后的时域脉冲宽度与调制时的时域脉冲宽度的比值，假设两段光纤的色散系数D相同，L₁为色散光纤1的长度，L₂为色散光纤2的长度，则拉伸倍数M可以表示为：

获得未知信号频谱信息最直观的方法是将其数字化，然后在数字域中实现傅里叶变换。由于目前模数转换器的采样率有限，因此很难直接对大带宽的信号进行数字化。但根据压缩采样理论，可以以亚奈奎斯特采样率数字化频域稀疏的信号，并用稀疏重建算法恢复原始信号^[32]。采用光子压缩感知测量信号频率的优点是克服了可恢复信号带宽受到电混频器带宽限制的问题。结合光子技术实现混频的方法有电光调制器级联法^[33-34]、空间光调制法^[35]、正交调制器法^[36]以及多通道调制转换法^[37]。2011年, 美国海军实验室采用电光调制器级联法，首次利用光子压缩感知技术实现对1.1GHz信号的重构^[33]。2015年, 清华大学研究人员采用正交调制器法，成功实现对频率范围为0.5GHz~5GHz的雷达脉冲流用520MHz采样速率的模数转换器精确恢复^[36]。光子时间拉伸技术应用于压缩感知可以提高系统测量带宽并且不降低信号恢复的精度，其原理如前面第4节中所述，光电转换后的电信号在时域上得到了展宽，从而降低了系统中模数转换器的速率^[38]。

上面所述的微波频率测量方案都使用分立光学元器件。集成光学技术^[39]可以将光电器件集成在尺寸为1mm²或更小的单片芯片上，大大减少系统占用体积，降低功耗，减小外界因素对系统的影响，从而提高测频的精度。2013年, Twente大学研究人员首次提出使用集成光环型谐振器实现测频的方案^[40]。谐振器两个光学通道之间存在互补频率响应，利用该特性可以实现相位调制到强度调制的转换，建立相应的ACF函数，实现微波信号的频率测量。2015年, 悉尼大学研究小组采用在硅基波导中实现四波混频效应的方法^[41]，通过检测新频率成分处的微波功率，计算出微波信号频率。实验中得到了0GHz~40GHz的测频范围，测量误差均方根为318.9MHz，仅为测量带宽的0.8%。随着集成光学技术和集成光学器件^[42]的发展，基于光子学的微波信号频率测量系统将可以在芯片上实现，并拥有更卓越的性能。

介绍了近十几年结合光子学实现微波信号频率测量的方法，将这些方法分为五大类进行介绍分析，并对基于集成光学的微波信号频率测量技术进行了探讨。相比于电子领域测频方案，基于光子学的微波信号频率测量方案具有瞬时带宽大、损耗低、抗电磁干扰等优点。目前基于光子学的微波信号频率测量处于实验到工程实际应用的转型阶段，未来几年具有广阔的应用前景。随着信号处理的深入应用和电子技术的迅猛发展，电子战环境日益复杂，电子侦察需要不断发展以适应日益复杂的电磁环境，基于光子学的微波信号频率测量方案也将不断创新，以满足电子侦察的发展需求。