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半导体红外探测器目前在军事和民用领域都有多种应用场景，其重要性不言而喻。其中，探测器的主要核心部件为红外焦平面阵列组件[1-2]，该组件由红外感光阵列和读出电路(readout integrated circuit，ROIC)构成，红外探测器接收到的红外辐射能量通过感光阵列实现光辐射信号向电流信号的转换，但由于产生的信号十分微弱，需要进一步通过读出电路进行处理[3]。伴随着越来越多应用场景日渐增长的需求，红外焦平面的分辨率也朝着更高发展，而分辨率的提高直接决定了感光阵列规模增加，像元面积减小；像元面积的减小则直接影响了ROIC设计时的电容面积。因此，很难让感光电流在小像元面积内的电容上积分更多的电荷，最大非饱和输入信号转化成积分电压受限；同时暗电流影响着最小可输入信号的大小，导致现有读出电路的动态范围降低，而低动态范围会减弱红外系统的精度，最终影响红外图像质量[4-7]。因此，在设计红外读出电路时，设计者应尽可能地去提高电路的动态范围以保证准确地读出红外数据[8-10]。
为满足红外探测器发展需求，在有限的像元面积中实现更高的电荷容量和降低暗电流的影响，在读出数据时，本文中采用相邻的多个像元划分时间间隔地共享一个积分电容来节省面积，从而提高电荷容量。电路输入级结构采用电容反馈跨阻放大器(capacitive feedback transimpedance amplifier，CTIA)，它具备众多优点，例如：(a)提高放大器增益，实现高注入效率；(b)小积分电容基于密勒效应实现等效大电容的效果；(c)运放虚短虚断特性可以给探测器两端提供稳定的偏置电压，抑制产生正向导通电流等优点[11-12]。探测器未对物体进行探测时，只接收背景辐射，会产生背景电流，同时探测器因自身材料缺陷原因会产生暗电流。进行探测时产生的总电流为光电流、背景电流以及暗电流的和[13-14]。因此，增加背景抑制电路，通过带隙基准源产生两个基准电压对分流管进行偏置，基准电压都具有很高的稳定性和精度，降低积分信号中背景电流和暗电流的信号分量，增大积分时间来提高有效动态范围。
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基准电压通过对温度系数为正、负两种极性的电压Vp和Vn相加而产生，且二者对应不同的权重系数K1和K2。K1和K2的值通过Vp和Vn对其温度T求导后二者相加为零来确定，从而产生零温度系数基准电压值，如图 1所示。
Figure 1. Formation principle of reference voltage
图 2为传统的1阶补偿带隙基准电路结构图。图中，PNP三极管Q2的面积是Q1的n倍，M1~M3为尺寸相同的电流镜，电阻R2和R5阻值相同。M和N点通过运放钳位的作用使之电位相同，由VEB, 1=VEB, 2+I1R1，可得I1=R1-1VTln n，其中：VEB, 1为晶体管Q1的发射极和基极间的电压；VEB, 2为晶体管Q2的发射极和基极间的电压；VT为热电压。该电流与温度成正比，为正温度系数电流，流过电阻R5的电流I5=VEB, 1/R5，该电流为负温度系数电流[15-17]。二者之和通过M3镜像流过电阻R4形成基准电压Vref输出，表达式为[18]：
Figure 2. Traditional first-order compensated bandgap reference circuit
为了产生在一定工作温度区间内无变化的所需要基准电压值Vref，可通过改变电阻R4与R5和R1的比例关系，但晶体管的基极和发射极间的电压VBE并不是和温度成线性比例的，其温度特性的表达式为[19]：
式中：T为系统温度；T0为自我选择的参考温度；Vg(T)、Vg(T0)分别为带隙在温度T和温度T0时的带隙电压；η为与双极性晶体管相关的常数；α为与电压VBE上电流有关的常数。
因此，需要增加高阶温度补偿电路进一步降低温漂系数，获得性能更高的带隙基准源。
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图 3为CTIA电路结构等效模型图。探测器由电阻Rd、电流源Id与电容Cd等效组成，复位开关Sres在受时钟信号的控制下红外感应电流Id流入到积分电容Cint上，从而在Cint上完成对红外感应电流的电压转换[20-22]。
Figure 3. Equivalent model circuit diagram of CTIA
当Sres闭合时，CTIA电路处于复位状态，放大器输出端和负向输入端B点短接，积分电容Cint两端变为短接状态，电位达到一致。并且由于放大器中存在虚短特性，使B端电压等于正向输入端Vb的电压，因此当感光电流流入CTIA电路时，Vb为积分的起始电压。但是由于在实际设计过程中，放大器的增益不是理想状态，并不是无限大。因此，复位时的放大器输出端电压值为[13]：
式中：A为直流开环增益；Vb为放大器正向输入端电压。当Sres断开时，CTIA电路处于积分状态，积分电容Cint在放大器的反馈回路中。输出电压此时从式(3)中的值开始积分，相比较理想状态下的积分电压增加了Vb/(A+1)，积分完成后的输出电压为[13]：
式中：I为红外感应电流；t为积分时间。由式(4)可知，用于CTIA输入级结构中的运算放大器，设计时要考虑尽可能地提高直流开环增益来保证其放大器的输入端“虚地”，以提高对红外微弱信号的积分精度。
1.1. 带隙基准源基本原理
1.2. CTIA的基本原理
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本文中所设计的读出电路由像元导通开关、暗电流抑制模块、带隙基准电路、CTIA输入级以及相关双采样(correlated double sampling，CDS)电路组成，如图 4所示。图中由带隙基准电路产生的两个基准电压分别与分流管的栅极和源极相连，并提供稳定的偏置电压，使其精准减除暗电流。CTIA输入级由高增益放大器和积分电容组成，而高增益放大器可获得高注入效率。CTIA电路对于探测器由光电转换的电流积分完成后，转化后的电压信号通过CDS电路输出，最终完成对红外探测器的感光阵列产生的微弱电流信号的处理。
Figure 4. Overall design of infrared multi-pixel readout circuit
本设计中采用的带隙基准电路核心部分如图 5所示。通过高阶温度补偿的方式，双极型晶体管Q3和电阻R3组成的回路进行温度校准，以提高基准电压稳定性。在精准镜像电流方面，电流镜的部分采用共源共栅的电路结构来降低沟道调制效应影响，提高电流精度，并通过在极性不同(随温度变化)的两种电阻R3+和R3-在高阶温度补偿回路中精准调控，R3+是电阻率随着温度升高而增加，而R3-恰好相反。根据红外材料所产生的暗电流量级，完成两个基准电压值Vref, 1=293 mV和Vref, 2=586 mV的输出，从而和分流金属氧化物半导体型场效应管(metal-oxide semiconductor field-effect transistor，MOSFET)相连，实现暗电流精准减除。
Figure 5. Bandgap reference voltage circuit design
Vref, 1和Vref, 2的表达式如下所示：
式中：R3=R3++R3-。
带隙基准电压电路的主要性能指标在tt工艺角下进行仿真测试，图 6是瞬时启动仿真、电源抑制比(power supply rejection ratio，PSRR)以及基准输出电压的曲线图。如图 6a所示，设置仿真条件：电源电压Vs从0 V变化至3.3 V，结果表明，在上电完成后基准电压Vref, 1和Vref, 2可以正常输出工作。图 6b中Vref, 1和Vref, 2的电源抑制比分别达到62 dB和58 dB，并通过图 6c中的基准电压曲线计算可得两条基准电压的基准温度系数分别达到1.49×10-6/℃和2.46×10-6/℃，性能良好。
Figure 6. a—transient startup simulation test b—power rejection ratiosimulation test c—output curve of tworeference voltages
进一步通过不同的工艺角、不同的电源电压以及不同的温度值相互组合，形成对带隙基准电路中两个基准电压的多个仿真测试条件。测试条件为：温度-40 ℃、25 ℃、125 ℃；电压2.9 V、3.3 V、3.6 V；工艺角tt、ff、fs。详细的参数设置如表 1所示。
tt/ff/fs 0 1 2 3 4 5 6 7 8 temperture/℃ -40 25 125 -40 25 125 -40 25 125 voltage/V 2.9 2.9 2.9 3.3 3.3 3.3 3.6 3.6 3.6 Table 1. Combined test parameters under different process angles, temperatures and voltages
图 7a、图 7b、图 7c分别是基准电压Vref, 1按照上述表 1中的温度、电压参数组合在不同工艺角tt、ff、fs下进行的仿真测试结果图，并通过输出值和基准电压的差值做了误差分析图，如图 7d所示。基准电压Vref, 1受到温度、工艺和电源电压的波动影响，最大误差达到2 mV，表明输出基准电压值具有很高的稳定性。
Figure 7. a—tt process angle combination simulation test b—fs process angle combination simulation test c—ff process angle combination simulation test d—Vref, 1 reference voltage error analysis diagram
通过带隙基准源电路对分流管的栅极和源极进行偏置，同时对整体电路中单个像元通路进行仿真测试，设置探测器单个像元的积分电流I1在10 pA~10 nA的范围内，此积分电流是去除暗电流值后的值(下同)，仿真结果测试如图 8所示。通过CDS电路输出的电压值Vout, 1具有很高的线性度，并且数据通过线性拟合后，拟合优度R2达到0.9992，电路性能良好，能够实现对10 pA~10 nA宽动态范围的电流积分并读取积分电压值。
Figure 8. a—CDS circuit voltage output value b—linear fitting diagram
测试整体电路性能，分别设置4个像元的积分电流值为0.8 nA、2.8 nA、4.8 nA、6.8 nA，并通过时序电路控制通道开关。最终，经CDS电路输出的四通道电压值分别为0.3238 V、0.9398 V、1.5957 V、2.2515 V，和单通道像元测试基本吻合，所设计的改进型分时共享红外读出电路结构工作可行。
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通过高阶温度补偿的带隙基准电路给分流MOSFET管的栅极和漏极进行稳定偏置的方法，对暗电流进行抑制，减小积分电容的面积；同时采用多路分时共享的CTIA输入级读出架构，等效增大了像元设计面积，降低了读出电路的设计难度。仿真结果表明，通过二者结合后，实现了对积分电流从10 pA~10 nA的宽动态范围电压读出，并且线性拟合后R2的数值达到0.9992，具有良好的线性度和动态范围。但由于整体电路中采用多路开关，开关中的电荷注入效应会导致读出线性度有所降低，在此方面还需进一步改进和优化。未来可应用到线列和面阵规模的红外探测器当中。
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