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相位敏感光时域反射仪的振动全程敏感研究

钱心磊 孔勇 杜彤耀 徐果 许雪莹

引用本文:
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相位敏感光时域反射仪的振动全程敏感研究

    作者简介: 钱心磊(1995-), 男, 硕士研究生, 主要从事光纤传感方面的研究.
    通讯作者: 孔勇, kkyy7757@aliyun.com
  • 基金项目:

    上海市重点科委资助项目 18511101600

  • 中图分类号: TN247

Study on full-sensitivity to vibration of phase sensitive optical time-domain reflectometers

    Corresponding author: KONG Yong, kkyy7757@aliyun.com ;
  • CLC number: TN247

  • 摘要: 研究相位敏感光时域反射仪振动检测时, 高功率激光脉冲的入射使得光电探测器产生饱和现象而导致光纤前端振动传感不敏感, 低功率又满足不了远距离检测的需求。为了解决这一问题, 采用一种新型传感结构的方法进行了理论分析和实验验证。根据入射功率的高低对光纤分段检测, 通过相应的数据处理, 实现了光纤振动全程敏感的结果。同时, 为了进一步提高该系统的振动灵敏度和信噪比, 对比分析了雪崩二极管检测与利用低噪声光电二极管检测的结果, 并比较了声光调制器与半导体光放大器的实验效果。结果表明, 当测量距离为38km时, 相比雪崩二极管检测, 利用低噪声光电二极管与掺铒光纤放大器有更高的信噪比; 相比声光调制器, 利用半导体光放大器能得到更高信噪比。该新型传感结构为光纤传感器领域的科学研究和工程应用提供了很好的参考。
  • Figure 1.  The improved structure of ϕ-OTDR interferometer system

    Figure 2.  Real-time acquisition curve at low power

    Figure 3.  The front 20km vibration curve at low power

    Figure 4.  The late 20km vibration curve at low power

    Figure 5.  Real-time acquisition curve at high power

    Figure 6.  The front 20km vibration curve at high power

    Figure 7.  The late 20km vibration curve at high power

    Figure 8.  Experiment result of the setup of Fig. 1

    Figure 9.  The late 20km vibration numerical simulation curve by the acquisition of APD

    Figure 10.  Experiment result of SOA

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出版历程
  • 收稿日期:  2018-09-13
  • 录用日期:  2018-12-03
  • 刊出日期:  2019-09-25

相位敏感光时域反射仪的振动全程敏感研究

    通讯作者: 孔勇, kkyy7757@aliyun.com
    作者简介: 钱心磊(1995-), 男, 硕士研究生, 主要从事光纤传感方面的研究
  • 上海工程技术大学 电子电气工程学院, 上海 201620
基金项目:  上海市重点科委资助项目 18511101600

摘要: 研究相位敏感光时域反射仪振动检测时, 高功率激光脉冲的入射使得光电探测器产生饱和现象而导致光纤前端振动传感不敏感, 低功率又满足不了远距离检测的需求。为了解决这一问题, 采用一种新型传感结构的方法进行了理论分析和实验验证。根据入射功率的高低对光纤分段检测, 通过相应的数据处理, 实现了光纤振动全程敏感的结果。同时, 为了进一步提高该系统的振动灵敏度和信噪比, 对比分析了雪崩二极管检测与利用低噪声光电二极管检测的结果, 并比较了声光调制器与半导体光放大器的实验效果。结果表明, 当测量距离为38km时, 相比雪崩二极管检测, 利用低噪声光电二极管与掺铒光纤放大器有更高的信噪比; 相比声光调制器, 利用半导体光放大器能得到更高信噪比。该新型传感结构为光纤传感器领域的科学研究和工程应用提供了很好的参考。

English Abstract

    • 新型分布式光纤传感技术相位敏感光时域反射仪(phase sensitive optical time-domain reflectometer,ϕ-OTDR)有着巨大的发展前途,与其它光纤传感技术相比,它具有探测灵敏度高、响应速度快、检测距离远等特点,并很快应用到国防、管道监测、周界安防等领域[1-3]。它可以通过研究其内部振动状况与结构变化进行状况监测,这个技术迅速受到了工程领域和研究人员的关注[4]。当前,研究者们从增长传感距离、提高信噪比、空间分辨率、模式识别和解调方式等方面对ϕ-OTDR进行探究,并结合光纤光栅等技术对系统性能进行优化和改良,让ϕ-OTDR能更好地应用到实际工程中去[5-7]。2015,电子科技大学的RAO教授致力于加长ϕ-OTDR系统距离的研究,其团队利用喇曼放大器使最大传感距离达到128km,空间分辨率为15m[8]。上海交通大学的LIU将探测光脉冲调制为具有线性频率啁啾的脉冲,利用基于啁啾脉冲的方案实现了58.6km测量距离下1.2m的空间分辨率,动态范围超过20dB[9]。2018年,浙江大学的YIN在分析外差探测相位生成载波及3×3迈克尔逊干涉仪的ϕ-OTDR相位解调系统,提出了4路检测的相位解调系统,在5.15km光纤末端实现了最大检测相位幅度为31.85rad的定量检测,同时又保持定位精度[10]。南京大学的ZHANG等人在2017年也提出了通过非平衡3×3耦合器结构,分三部分进行相位解调,提高检测振动频率范围、降低成本,使ϕ-OTDR技术更稳定[11]。在模式识别方面,利用ϕ-OTDR精准判别仍是领域新热点,ZHANG等人提出一种基于多特征识别的算法,虽然大大提高了模式识别率,但是不易于系统集成而且计算量大[12]。上海华魏公司也利用ϕ-OTDR技术来解决80km以上的长距离的传感,并对多点定位能力进行了相关研究[13]

      国内外学者利用喇曼放大、外差相干或雪崩光电二极管(avalanche photodiode,APD)检测的技术将传感距离由传统的20km增加到了上百千米,但是其中也存在一些不足:喇曼放大器产生的热量较大,增益具有偏振相关特性使系统不稳定,且价格高昂;外差相干技术也有偏振相关性且结构复杂;APD检测在外加了很高的反向偏压(30V~200V),本身具有很大噪声。为了更好地满足实际工程需要,本文中提出了一种新型ϕ-OTDR传感结构,结合低噪声PIN光电二极管和掺铒光纤放大器(Er-doped fiber amplifier,EDFA)放大,可满足远距离传感需要,并且达到全程敏感的实验效果,结构简单,不同的入射功率只需要单根传感光纤即可,且创新的结构可缓和高功率工作下光电探测器的饱和状态。

    • ϕ-OTDR传感原理是一种基于相干瑞利散射的光时域反射器技术。窄线宽激光器是ϕ-OTDR的光源,它将干涉效应和OTDR结合在一起,同时具有高灵敏度和长距离分布式测量的特点。在系统中,将高相干光脉冲序列连续注入传感光纤中作为信号光,探测器进行光电转换。从窄带激光器中发出的连续光被调制成脉冲光,经过EDFA放大和光滤波器后,最后由光环型器分成两路注入光纤。

      在一个脉冲周期内,后向相干瑞利散射光在没有振动的条件下,响应的模型是振幅的1维脉冲;但是在多个周期范围内,用下式来描述ϕ-OTDR系统探测到的后向瑞利散射光的振幅e(t)[14-15]:

      $ \begin{array}{*{20}{c}} {e(t) = \sum\limits_{i = 1}^N {{a_i}} \exp \left( { - \alpha \frac{{c{\tau _i}}}{{{n_f}}}} \right) \times }\\ {\exp \left[ {j2{\rm{ \mathsf{ π} }}f\left( {t - {\tau _i}} \right)} \right]{\mathop{\rm rect}\nolimits} \left( {\frac{{t - {\tau _i}}}{W}} \right)} \end{array} $

      (1)

      式中, α为光纤损耗;f为脉冲光频率; W为宽度; ai(或aj)(i, j=1,2,3, …)为入射光在第i或第j个散射中心产生的脉冲光的振幅大小,ij代表不同的散射点位置; ai=eiriαs, ei是在第i个散射点时的入射光,ri是在第i个散射点时反射率的大小,αs表示瑞利散射损耗系数;τi为散射的时间延迟;N表示传感光纤中散射衰减常数;nf表示折射率,下标f表示不同的光频率;c是光在真空中的速度。当(t-τi)/W≤1时,矩形函数rect[(t-τi)/W]=1;在其它条件下矩形函数为0。当不考虑第i个散射中心位置和时间延迟τi的关系时,后向瑞利散射光的光功率P(t)可表示为:

      $ \mathit{P}{\rm{(}}\mathit{t}{\rm{) = }}{\mathit{P}_{\rm{1}}}{\rm{(}}\mathit{t}{\rm{) + }}{\mathit{P}_{\rm{2}}}{\rm{(}}\mathit{t}{\rm{)}} $

      (2)

      式中,P1(t)表示在接收端所探测到的光纤各个散射中心所产生的后向散射光的光功率,而P2(t)表示一个脉冲宽度内由不同部分产生干涉的光功率。P1(t)与P2(t)可表示为:

      $ {P_1}(t) = \sum\limits_{i = 1}^N {a_i^2} \exp \left( { - 2\alpha \frac{{c{\tau _i}}}{{{n_f}}}} \right){\mathop{\rm rect}\nolimits} \left( {\frac{{t - {\tau _i}}}{W}} \right) $

      (3)

      $ \begin{array}{*{20}{c}} {{P_2}(t) = 2\sum\limits_{i = 1}^N {\sum\limits_{i = j + 1}^N {{a_i}} } {a_j}\cos {\phi _{ij}} \times }\\ {\exp \left[ { - \alpha \frac{{c\left( {{\tau _i} + {\tau _j}} \right)}}{{{n_f}}}} \right]{\mathop{\rm rect}\nolimits} \left( {\frac{{t - {\tau _i}}}{W}} \right){\mathop{\rm rect}\nolimits} \left( {\frac{{t - {\tau _j}}}{W}} \right)} \end{array} $

      (4)

      P1(t)中没有包含任何相位的信息;而P2(t)部分表示一个脉冲宽度内由不同部分产生干涉的结果,相位信息就被包含了,也是本文中所需要的检测部分。当某一点受到振动信号,相应一个变化的相位就在ϕij的基础上被叠加,受到外界振动的相位信息被P2(t)部分包含。脉冲宽度内光纤上两个散射点zizj之间的相位差由ϕij表示,zij=zi-zj,受到振动的位置点信息由两次探测的结果作差值得到。

      本实验中提出了一种新型ϕ-OTDR结构, 如图 1所示。激光器采用RIO公司生产的波长为1550nm窄线宽激光器,输出功率为10mW,线宽为3kHz;声光调制器(acousto-optic modulator,AOM)波长为1550nm,调制带宽100MHz,上升沿时间为30ns;掺铒光纤放大器工作波长为1550nm,放大增益是25dB;所用的滤波器是基于波分复用(wave division multiplexing,WDM)技术,采用0.8nm信道间隔的WDM滤波器;考虑到传感的响应时间,光开关选择微秒级高速磁光开关;光电探测器选择用科扬光电公司的KY-PRM系列低噪声PIN光电二极管,它集成了高线性度模拟PIN探测器和低噪声宽带跨阻三级放大器,具有高增益、高灵敏度、交流耦合输出、增益平坦等特点,工作波长1550nm,增益为2.1MV/M,3dB带宽最高可达10MHz;利用采样频率为100M/s的数据采集卡在计算机中解调。

      Figure 1.  The improved structure of ϕ-OTDR interferometer system

      当开关1连接传感光纤3以后,衰减器使功率降低系统入射功率为100mW,适合短距离20km以内振动的监测,当开关2连接传感光纤3以后,此时变为200mW的高功率,适合20km~40km长距离范围内的监测。原因是在低功率模式下,无法满足远距离传输的功率要求,所以只需获取前20km的振动信号;当开关切换成高功率模式,由于光电探测器出现饱和,产生了前端振动信号不敏感现象无法检测外界振动,但是后半段振动信号监测现象较为明显。所以取这两种情况的有用部分,利用开关的轮流切换,最后把两种模式监测的情况组合在一起使整段光纤全程敏感。虽然结构中会需要高低两种不同的功率进行传感,但本文中的结构只需要单根传感光纤,大大简化了结构,同时开关的切换,也可缓冲光电探测器的饱和状态,延长器件的使用寿命。

    • 在LabVIEW中处理相关数据,为了设置采样参量,引入平均累加次数、采样长度、内触发周期、内触发宽度、触发方式等控件,在输出波形显示控件设计了两块显示图,一个是时域内实时的采集图,用来分析功率随时间的变化,另一个是两次差值图,用来显示振动信息的位置,设置脉冲宽度内光纤上两个散射点之间的相位差,将两次探测的结果作减法运算,即可得到扰动的位置信息。数组最大值和最小值控件与之相连,以此获得对应的时间点。两张显示图分别为实时采集图和两次差值图,采样长度设为40000,对等40km的传感光纤长度,1000次平均累加次数用于数据处理以减少相对噪声,触发方式选择外触发。在实验时,本文中用手指敲击光纤来获得某一点的振动信号。

    • 实验中所用单模光纤的中心波长为1550nm,利用两盘传感光纤,每盘20km左右,一共40km左右连接在一起,分成两部分,前20km用于短距离的检测,后20km用于远距离的监测。由于光纤有损耗,检测到的功率呈指数衰减形式, 如图 2所示。

      Figure 2.  Real-time acquisition curve at low power

      随着距离的增加,功率越来越小,探测灵敏度也随之减小,在20km以后几乎已经无法检测信号。因此,最大感应距离传统的ϕ-OTDR只能达到约20km。如果本文中继续增加探头脉冲的峰值功率超过400mW,将会出现非线性效应,比如调制不稳定的现象,随着功率进一步提高也会产生受激布里渊效应,这些非线性效应会降低系统的信噪比和灵敏度。在低功率监测时,前端会出现一小段盲区,本实验在0m~200m处出现。这是由于瑞利散射的光强度比菲涅耳反射的光强度低104倍左右,当ϕ-OTDR检测器接收到菲涅耳反射光就会出现饱和,恢复正常状态就需要一段相应的时间。所以,这段区间ϕ-OTDR不能准确检测光信号,测试结果中出现盲区。光脉冲信号由光源射向被测光纤,射出宽度为Tw,脉冲响应均被带在反射回的菲涅耳反射信号和瑞利散射信号中。Tw会引起光纤长度为Lw的测量本征盲区,这个盲区没有办法完全消除。LwTw的关系式:

      $ {L_{\rm{w}}} = \frac{c}{n} \times \frac{{{T_{\rm{w}}}}}{2} $

      (5)

      式中, c为光在真空中的速度,光纤折射率大小由n表示。根据图 1中提出的新型ϕ-OTDR结构,把开关1打到光纤传感3上,此时功率为100mW,处于低功率的检测模式。在低功率模式下分别敲击前后两段光纤在LabVIEW上得到两次差值的振动信号曲线如图 3图 4所示,横坐标代表距离,纵坐标代表幅值,无量纲。图 3是在前20km时,也就是短距离时敲击光纤,可以看出低功率模式下前20km的振动信号非常明显。而在图 4中后20km振动信号采集曲线中,现象已经变得不太明显,无法辨识振动信号,这就产生了非常大的差异。显而易见,在低功率条件下,可以检测20km以内的振动。

      Figure 3.  The front 20km vibration curve at low power

      Figure 4.  The late 20km vibration curve at low power

      当把结构中的开关2打到光纤传感3以后,输入功率调节为200mW,成为高功率模式。如图 5所示,功率变大后光电探测器达到饱和,光纤前部出现不敏感区域,随着功率进一步增加,不敏感区域也随之向后扩大,但是中后部敏感度非常高。如图 6所示,10km以内的光纤由于饱和问题,导致振动现象不明显。但敲击后20km的光纤,如图 7所示,检测到了非常明显的振动信号。由此可见,在后20km的振动检测中,应该用高功率模式。所以,如果把两种入射功率不同的情况分开来单独研究,很难获得一个统一均匀的振动检测曲线来适应整段光纤。

      Figure 5.  Real-time acquisition curve at high power

      Figure 6.  The front 20km vibration curve at high power

      Figure 7.  The late 20km vibration curve at high power

      而本文中提出的新型ϕ-OTDR结构,通过开关轮流切换巧妙地将高低两种不同功率检测情况结合在一起。实验中通过调整输出光纤的功率,并结合两条光路从而获得整个增益谱。低功率时, 选取前20km的振动信号,高功率时, 选取后20km的振动信号,最后将数据结合在一起。如图 8所示,是按图 1进行搭建的新型传感结构所采集的整段光纤的振动响应。可以发现,整个光纤的振动响应前部和后部是均匀的且全程敏感,距离为38km。

      Figure 8.  Experiment result of the setup of Fig. 1

      图 9所示,利用APD检测测得高功率模式下后20km的振动信号检测的数值模拟图。与图 7相比,利用PIN光电二极管和EDFA放大检测到的振动曲线明显比APD检测有更好的信噪比。

      Figure 9.  The late 20km vibration numerical simulation curve by the acquisition of APD

      图 10是将传感结构中的AOM替换为半导体光放大器(semiconductor optical amplifier,SOA),然后测得整段光纤的全振动曲线。相比图 8,信噪比和全程敏感性有了进一步的提高。

      Figure 10.  Experiment result of SOA

    • 本实验中提出的新型ϕ-OTDR传感结构,可以实现38km的传感距离。结构中利用磁光开关将入射功率分为低功率和高功率两个模式,分别对传感光纤进行检测。将低功率检测前20km的振动信号,高功率检测后20km的振动信号,最后将数据结合,形成整段光纤全程敏感,有效解决了因高功率产生的前端不敏感问题,和低功率不能满足远距离检测的需求。虽然是两种模式分别检测,但是只用到单根光纤,简化了整个结构,并且光开关的轮流切换,能缓和光电探测器的饱和状态,延长器件的使用寿命。这种利用单根光纤并结合两种模式检测数据的结构也必须考虑其响应时间,所以结构中利用的磁光高速开光,具有微秒级的响应时间,满足40km左右两种模式传感响应时间的要求。

    • 为了进一步提高该系统的振动灵敏度和信噪比,首先分析的是在本实验中选取的光电检测器低噪PIN光电二极管和雪崩光电二极管。如图 9所示,利用APD检测的振动信号图信噪比估算约为10dB,而图 7中利用PIN组合EDFA检测的方式测得的振动信号经估算约为15dB。原因是实验中需要输入较高的光功率,当APD输入光功率达到一定强度时,输出的光电流趋于饱和。随着温度升高,APD的击穿电压也随之上升,光电检测性能变弱,噪声变大,灵敏度降低。与PIN光电二极管相比,多了雪崩增益区,雪崩增益区本身也会额外产生噪声[16]。在PIN光电二极管中,通常采用响应度R来表示性能,它代表PIN光电二极管在光照下产生的光电流I与入射的光功率P之比,响应度公式为:

      $ R = \frac{{\eta e}}{{hf}}({\rm{A}}/{\rm{W}}) $

      (6)

      由(6)式可见,η为量子效率,e为电子电荷数,h为普朗克常数,f为入射光频率。响应度R是描述器件光电转换能力的物理量,它与器件本身材料有关。本实验中采用的低噪声PIN光电二极管集成了高线性度模拟PIN探测器和低噪声宽带跨阻三级放大器,具有高增益、高灵敏度、交流耦合输出、增益平坦等特点。实验中所用的PIN光电二极管响应度为0.92A/W,而且结构中开关的轮流切换,对PIN光电二极管的饱和状态有缓冲作用,可以进一步提高信噪比。

    • 实验中所用的SOA是Thorlabs公司生产的,产品消光比为60dB。如图 10所示,测得全振动信号图信噪比经估算约为20dB,而图 8所示利用AOM测得的振动信号图信噪比经估算约为15dB,实验中所用AOM消光比为40dB。对于脉冲光发射机,消光比这个指标很重要,可用下式表示:

      $ E = 10\lg \frac{{{P_1}}}{{{P_0}}}({\rm{dB}}) $

      (7)

      式中,E表示消光比,P0表示为全“0”时平均光功率,P1表示全“1”时平均光功率,消光比的不足容易引起对码元的误判等一系列问题。SOA与AOM比较,有快速信号处理、带宽宽度大、功耗较低、增益更高、工作时光纤的整个低损窗口可被覆盖、与其它半导体类光电器件更易集成等特点。但是,SOA中光纤的耦合损耗太大,噪声及串扰较大且易受环境温度影响,因此稳定性较差,并且SOA是偏振敏感器件,偏振度会随着光功率增加而变大,限制了SOA在光纤通信中的应用。

    • 本文中提出的新型ϕ-OTDR传感结构存在单根光纤的分段检测,会降低探测振动频率到原来的1/2。在下一步的研究中,将优化传感结构:利用1550nm和1660nm两个波段不同功率入射光纤来解决这一问题,并把传感距离提升到100km;利用滤波去噪算法对振动信号进行处理,从软件方面更进一步提升信噪比。同时,在ϕ-OTDR相位解调方面进行研究,提高相位解调精度;在振动模式识别方面,研究降低ϕ-OTDR在安防领域的误报率,提高ϕ-OTDR系统工作的可靠性。

      在作者提出的新型的ϕ-OTDR传感结构中,通过开关轮流切换,将功率分为高低两种模式,把一段40km左右的光纤分成两段分开进检测,低功率模式检测前20km振动,高功率模式检测后20km振动,然后将数据进行结合。实验结果表明,该结构可有效解决振动检测时因高功率导致光纤前端不敏感,而低功率无法远距离检测的问题,实现整段光纤的振动全程敏感。此结构简单而且可以缓冲光电探测器的饱和状态,延长器件使用寿命。

参考文献 (16)

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